在线式UPS工作原理pdf

  . On － line UPS Principle Analysis （UPS 技术讲座三） 1在线式 UPS 工作原理 电路结构如图 3 － 1所示，输入滤波器实质上就是 EMI 滤波器，一方面滤除、隔离 市电对 UPS 系统的干扰，另一方面也避免 UPS 内部的高频开关信号“污染”市电。 在线式 UPS 不论是由市电还是由蓄电池供电，其输出功率总是由逆变器提供。市 电中断或送电时，无任何转换时间。 平时，市电经整流器变成直流， 然后再由逆变器将直流转换成纯净的正弦电压供给 负载。另一路，市电经整流后对蓄电池进行充电。正常供电时的工作原理见图 3 －1 （a ）。 图3 －1 （a）正常供 电时在线式 UPS 工作原理示意图 一旦市电中断时， 转为蓄电池供电， 经逆变器把直流转变为正弦交流供给负载。 市 电中断时的工作原理见图 3 －1(b) 。 图3 －1 （b ）市电中 断时在线式 UPS 工作原理示意图 . . 图3 －1 （c）市电正 常而逆变器故障时的工作原理示意图 在市电正常供电状况下， 若逆变器发生故障， 则静态开关动作转向由市电直接供电， 此时的工作原理见图 3 －1(c) 。 如果静态开关的转换是由于逆变器故障引起， UPS 会发出报警信号； 如果是由于过 载引起，当过载消失后，静态开关重新切换回到逆变器输出端。 2在线式 UPS 充电电路 虽然后备式 UPS 中的恒压充电电路具有电路简单、成本低廉等优点。但这种充电 电路使蓄电池组初期充电电流比较大，影响蓄电池的寿命。所以在在线式 UPS 中一般都会采用分 级充电电路， 即在充电初期采用恒流充电， 当蓄电池端电压达到其浮充电压后， 再采用恒压 充电。在线式 UPS 蓄电池的典型充电特性如图 3 －2 所示。 图3 －2在线式 UPS 蓄电池理想充电过 程 图3-3 小型在线式 UPS 充电 电路 . . 图3 －3所示为某小型在线式 UPS 的充电电路，该电路的工作原理如下 : 变压器将市电电压由 220V 降到 110V ，经整流滤波后变成 140V 的直流电压 U1 ，这 个电压分成两路 :一路由 R1 降压和 V1 、V2稳压后，得到 18V 左右的电压 U2 ，加到集成控制 器（ UC3842 ）的7端，作为该控制器的辅助电源；另一路经电感 L1后加到场效应管 V3 的漏 极。 V3工作在开关状况，是个提升式（ BOOST ）开关稳压器，当 UC3842 的6 端输出一正脉 冲方波时， V3 导通，电压 U1 几乎都降在电压 L1上，通过 L1的电流等于漏极电流 ID ，当正 脉冲方波过去后，在该脉冲的后沿激起一个反电势电压 式中 : Δu 为瞬时反电势电 压，Δ t 为脉冲下降时间。 这个反电势电压的方向 与整流电压 U1相叠加，经过二极管 V4 的充电电压 UO 为: UO=U1 ＋Δ u 这样，蓄电池就得到了足够的充电电压，因为 Δt 和 ΔID 由电路参数决定，该充 电电压是固定不变的。随着电池组的充电，当其端电压提高到设定值后，再经 R7送到 RP 及 R5组成的分压器上，经分压后的反馈信号送到 UC3842 的输入端 2 ，经过该信号的控制， 使6 端输入脉冲的频率降低，这样一来充电电压的平均值比原来减小，于是充电的电压被稳 定下来。 电流的控制过程是这样的 : 电流的采样信号是由 V3源极上的 R10取得的， 当充电电 流增大时，由于对应频率的增加， V3开关频率增加，在 R10上通过电流所造成的电压平均 值增大，这个增大了的电压 US 经 R11 、C6平滑后送到 UC3842 的3 端，使 6端输出脉冲的频 率下降，从而也稳定了电流。 由上述可见， 这个充电电路其实就是个具有限流稳压功能的开关电源， 只要将额定 电压、 浮充电压、 恒流充电电流设置恰当， 就能使蓄电池的充电过程基本上沿着理想的充电 曲线进行，从而延长蓄电池的常规使用的寿命。 3在线 逆变器控制技术——正弦脉宽调制 正弦脉宽调制是根据能量等效原理发展起来的一种脉宽调制法，如图 3 －4所示。 为得到接近正弦波的脉宽调制波形， 我们将正弦波的一个周期在时间上划分成 N 等份 （N 是偶数），每一等份的脉宽都是 2 π/N 。在每个特定的时间间隔中， 可以用一个脉冲 幅度都等于 U Δm 、脉宽与其对应的正弦波所包含的面积相等或成比例的矩形电压脉冲来分 别代替相应的正弦波部分。这样的 N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽 调制波形。假设正弦波的幅值为 U～ m，等效矩形波的幅值为 U Δm ，则各等效矩形脉冲波 的宽度为 δ 式中 : βi 是各时间间隔分段的中心角，也就是各等效脉冲的位置中心角。上面的公式表 明: 由能量等效法得出的等效脉冲宽度 δ 与分段中心 βi 的正弦值成正比。 . . 图3 －4正弦脉宽调制的能量等效图 当 N=20 ，Um(n)/Um(1) 与 U～ m/U Δm 的关系曲线 （a ）调制电路 (b) 波形图 图3 －5 正弦脉宽调制法调制电路及波形图 在实际的小型 UPS 中，常用图 3 －5 （a ）所示的用比较器组成的正弦脉宽调制电路 来实现上述脉宽调制的目的。 若将三角波脉冲送到比较器的反相端 （?），将正弦波送到比较 器的同相端（ ），则在正弦波电压幅值大于三角波电压时，比较器的输出端将产生一个脉 宽等于正弦波大于三角波部分所对应的时间间隔的正脉冲。 于是在电压比较器的输出端将得 到一串矩形方波脉冲序列。假设三角波的频率 f Δ 与正弦波的频率 f 之比为 f Δ/f ～=N （N 称为载波比） ，为了使输出方波满足奇函数， N 应是偶数。如果假定在正弦波大于三角波的 部分所产生脉冲的中心位置，就是每一段脉冲的中心位置 βi 。 从图 3 －5 （b ）能够正常的看到，由于三角形 Δabg 与 Δcdg 相似，当载波比 N 固定，且 N20 时，在比较器输出端产生的矩形脉冲的宽度正比于正弦波的幅值 U～ m 与三角波幅值 之比，该脉冲宽度也正比于分段中心角 βi 的正弦值，对于图 3 －5 （b ）所示的脉宽调制波 形， 当 n=1 （基波）时，基波幅值 Um(1) 及各次谐波的幅值 Um(n) 与脉冲宽度 δ 有关， . . 而脉宽 δ又与调幅比 U～m/U Δm 有关。因此，只要适当地调节输入到比较器同相端的正 弦波电压的幅值大小就能调节逆变器电压的大小。图 3－6给出了 Um(n)/Um(1)max （各 次谐波的幅值与基波最大值之比） 与 U～m/U Δm( 调幅比 ) 的关系曲线能够准确的看出 : 在这种调制方式下，当正弦波的幅值小于三角波的幅值时，即 0 ≤U～ m/U Δm ≤ 1时，逆变 器输出电压的基波分量几乎是与调幅比 U～m/U Δm 的数值成线性变化； 当正弦波幅度等于 三角波幅度时，逆变器输出电压的基波分量大约等于 0.8Um(1)max ；此后，若继续增大正 弦波的幅度，即 U～ mU Δm 时，逆变器脉宽调制输出的正弦分布特性开始遭到破坏，这 时 Um （n）/Um(1)max 与调幅比 U～ m/U Δm 之间失去线性关系，开始呈现非线性特性。 这种正弦脉宽调制方式的另一个重要特点是 :在正弦波幅度小于三角波幅度范围内，输出波 形中不包含 3 、5 、7次等低次谐波分量。在脉宽调制输出波中仅存在与三角波工作频率相近 的高次谐波。 图3－6 正弦波脉宽调制法 对于载波比 K ≥20 的正弦脉宽调制波形来说，这些高次谐波分量是 17 、19 次谐波 分量。在目前实际使用的中、小型 UPS 中，正弦波的工作频率是 50Hz ，三角波的工作频率 在8 ～40kHz 之间。因此，采用这种正弦脉宽调制法的逆变器输出电压波形中，实际上基本 不包含低次谐波分量，它们所包含的最低次谐波分量的频率都在几 kHz 以上。正因为如此， 在正弦波输 图3 －7 单相全桥逆变电路 出的 UPS 装置中，逆变器所需的滤波器尺寸可以大幅度减小。实际上，在目前的中、小 型电源中，一般都是利用输出电源变压器的漏电感再并联一个 8 ～ 10F 的滤波 电容 即可构成 逆变器的输出滤波器。 3.2 逆变器电路 在线式 UPS 多采用单相桥式逆变电路，如图 3 －7所示。它是由直流电源 E、输出 变压器 T 及场效应管 V1 ～V4 管组成。 . . 图3-7 单相全桥逆变电路 单相桥式逆变电路按其工作方式可分为 : 同频逆变电路、倍频逆变电路。 （1）同频逆变电路 在同频逆变电路中，场效应管 V1 、V2 、V3 、V4 的栅极 G1、G2、 G3及 G4分别加 上正弦脉宽触发信号，其波形如图 3 －8所示。 在 ωto ～ω t1 期间， uG1 与 uG2 为一组相位相 反的脉冲。 uG3=0,uG4 为高电平；在 ωt1 ～ω t2 期间， uG3 与 uG4 为一组相位相反的脉冲， uG1=0,uG2 为高电平，其工作过程如下 :V1 栅极出现第一个脉冲时， V2 的栅极脉冲消失，于 是 V1 、V4 导通； V2 、V3 截止。输出变压器初级电流 i1沿着 E＋→V1 →变压器初级→ V4 →E －路径流动。由于 V1 、V4 导通，电源电压几乎全部加在变压器初级两端，即 : 电源的能量转 换到变压器，变压器次级感应出电压为 : 在这个电压推动下，变压器次级出现电流 iO ，它沿着“ 3”→ R→L→“ 4 ”路径流 动。变压器储存的能量一部分消耗在负载 电阻 R 上，另一部分储存在负载电感 L 中。 uO 的 波形如图 3－8 （e ）所示。 图3 －8 同频逆变电路主要波形 V1栅极的第一个脉冲消失时， V2 的栅极出现第二个脉冲， V1截止。 iO 不能突变， 仍按原来路径流动， 负载电感中的能量一部分消耗在负载电阻上， 另一部分储存在变压器中。 它使电流 i1也不能突变， i1 一方面沿着“ 2 ”→ V4 →V6 →“ 1”流动，变压器储存的能量消 耗在回路电阻上； 另一方面 i1 沿着“ 2 ”→V7 → E→V6 →“ 1 ”流动，变压器能量反馈给电源 E。由于 V4 、V6 导通，变压器初级短路，故 u12 ≈0,uO ≈0, 故不会出现反向尖脉冲。变压器 中能量释放完后， V2截止。 由此可见， V1 的栅极出现第一个触发脉冲时，变压器初、次级同时出现宽度相同 . . 的脉冲。不难推出， V1 的栅极出现第二至第九个触发脉冲时，变压器初、次级也同时出现 与图 3 －8 宽度相同的第二个至第九个脉冲。其输出电压波形如图 3 －8 （e ）所示。 在 ωt1 ～ω t2 期间，分析方法与 ωt0 ～ω t1 相同，读者可自行分析，由分析可见 : ·uO 是正弦脉宽调制波。 ·uO 中脉冲频率与驱动信号（ uG1 ～ uG4) 中脉冲频率相同，故将这种逆变电路称 为同频逆变电路。 （2 ）倍频逆变电路 在倍频逆变电路中，场效应管 V1 、V2 、、V3 、V4栅极 G1、G2 、G3及 G4分别加上 正弦脉宽触发信号如图 3 －9所示。 图中 uG1 与 uG2 ，uG3 与 uG4相位相反， 其工作过程如下 : 在 t0 ～t1 期间 : uG10 、uG40 ，uG2=0 、uG3=0 ，V1 、V4 导通， V2 、V3 截止。变压器初级电流 i1沿着 E＋→ V1 →变压器初级→ V4 → E－路径流动，由于 V1 、V4 导通，故 : 电流的能量转移 到变压器，变压器次级感应出电 图3 －9倍频逆变电路主要波 形 压为 :在这个电压推动下，变压器次级感应电流 iO 沿着“ 3 ”→ R→L→“ 4 ”路径流动。 变压器中能量一部分消耗在 R 上，另一部分储存在 L 中， uO 的波形如图 3－9 （e ）图所示。 在 t1 ～t2 期间 : uG10 、uG30 ，uG2=0 、uG4=0 ，V4 截止。 iO 不能突变， iO 继续按原来方向流 动，负载电感中的能量一部分消耗在负载电阻上， 另一部分储存在变压器中。 i1也不能突变， 它沿着“ 2”→ V7 →V1 →“ 1 ”路径流动，变压器中的能量消耗在回路电阻上； i1 另一方面 沿着“ 2 ”→ V7 → E→V6 →“ 1”流动，使变压器中的能量反馈电源。由于 V7 、V1 导通， u21 ≈0,uO ≈0 。故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后， V1 自动截止。 在 t2 ～t3 期间 : uG10 、uG40 ，uG2=0 、uG3=0 ，V1 、V4 导通， V2 、V3 截止。 i1沿着 E＋→ V1 → 变压器初级→ V4 → E－路径流动，由于 V1 、V4 导通，故 :i0 沿着“ 3 ”→ R→ L→“ 4 ”路径流 动。 在 t3 ～t4 期间 : uG20 、uG40 ，uG1=0 、uG3=0 ，V1 截止。 iO 继续沿着原来路径流动，负载电 感 L 中的能量一部分消耗在负载电阻 R 上，另一部分储存在变压器中。 i1一方面沿着 “2 ”→ V4 →V6 →“ 1”路径流动，变压器中的能量消耗在回路电阻上； i1另一方面沿着 . . “2 ”→ V7 →E→ V6 →“ 1 ”使变压器中的能量反馈给电源。由于 V6 、V4 导通， u21 ≈0,uO ≈0 ，故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后， V4 自动截止。 便重复上述过程， uO 的波形如图 3 －9(e) 所示。由图看出 : ·输出电压 uO 也是正弦脉宽度调制波。 ·输出电压 uO 中脉冲频率是驱动信号中脉冲频率的两倍， 故将这种逆变电路称为 倍频逆变电路。 4具有双闭环的在线式 UPS 控制电路 为了更好的提高输出电压的稳压精度、 改善输出波形， UPS 往往采用闭环电压控制电路和 闭环波形控制电路。具有这种双闭环调节系统的 UPS 反馈控制电路如图 3 －10所示。 图3-10 UPS 的双闭球反 馈控制电路 4.1 电压闭环控制电路 电压闭环控制电路是由直流电压检测电路、给定电压、误差放大器组成。 （1 ）直流电压检测电路 直流电压检测电路是由检验测试变压器 T 、单相全波整流电路 V1 ～V2 、电阻分压器 R1、 R4、R5组成。设变压器变比为 n，电阻分压器输出电压为 UV ，反馈系数为 β，经推导 :则 UV= βUO （2 ）给定电压 给定电压 Un 是由 12V 电源、电位器 RP、电阻 R3构成分压器提供的。 （3 ）误差放大器 误差放大器是由运放 N1 、电阻 R6构成的反相放大器， C1 的作用是抑制高频振荡， 放大器输出电压 Uk 为 :Uk=K1(Un －Uv ） （4 ）跟随器 跟随器由运放 N2构成，其输出电压 UL=UK 。 （5 ）SigmaPWM 集成芯片 N4是 SigmaPWM 集成芯片。 跟随器 N2输出电压 UL 加在 N4 的控制端 （16脚）。N4 输出标准的正弦波交流电压 US，其电压的幅值受跟随输入电压控制。 4.2 波形闭环控制电路 . . （1 ）交流电压检测电路 交流电压检测电路由检验测试变压器 T （U21 ）、电阻分压器 R9、R11组成。 （2 ）给定电压 给定电压由 SigmaPWM 集成芯片提供， 15脚输 图3 －10UPS 的双闭环反馈控制电路 出，它通过 R17 、C8加在 N3 的反相端，设给定电压为 UM 。 （3 ）误差放大器 误差放大器由运放 N3 、R12～ R16 、C4～C7组成。 图中 :R14 、C6构成校正环节 :C4 、 R12 、R13也构成校正环节， C5 、R16是为减少运放 N3失调电压的； C7是抑制放大器高频 振荡的，静态时校正环节不起作用，故误差放大器输出电压 UC,4.3 闭环反馈调节系统 （1 ）闭环波形控制环路 4.3 闭环波形控制框图如图 3－11所示。 图3 －11 闭环波形调节系统框图 图中 :K3 是交流电压误差放大器的增益； K4是正弦脉宽调制器的传递函数； K5是逆 变器的传递函数； F 是检测电路的反馈系数。根据图 3 －11可以写出 : U0=K3 ·K4 ·K5 （UM －Uf ） 令 K=K3 ·K4 ·K5 ——环路总增益 由于 FK 1 则 UO=UM/F 由于 F 是常数，并且是小于 1的常数。因此 UPS 输出电压 UO 波形与给定电压 UM 波形相同，也是高质量的正弦波。 （2 ）闭环电压控制环路 图3 － 12 闭环电压调节系统 框图 闭环电路调节系统框图如图 3－12所示。图中 :K1 是直流电压误差放大器的增益； K2是 SigmaPWM 集成芯片控制系数。 上式表明 :双闭环系统的稳压精度比单闭环系统的稳压精度高。 5在线式 UPS 的同步锁相电路 在线式 UPS 同步锁相电路如图 3 －13所示，它是由晶体振荡器、分频器、 同步信号 选择器等组成。 . . 图3 －13 采用锁相环的输入逻辑电路 5.1 晶体振荡器 在图 3 －13 中，晶体振荡器是由石英晶体 Y 、电阻 R1～ R2、电容器 C1～C2、非门 U1 组成，它的功能是产生频率为 2.16MHz 的脉冲。由于晶体温度稳定性高，故采用晶体振 荡器作为频率源。 5.2 分频器 分频器是由四块集成电路 40103 组成分频器。集成电路 40103 是可预置的同步二进 制减法计数器。 U2 为216 分频器， 它将晶体振荡器输出频率为 2.16MHz 的脉冲信号分成频率 为 10kHz 的脉冲信号，作为 U3 、U4、U5 的时钟。 U3为200 分频器，它将 10kHz 的脉冲信号 分成频率为 50Hz 的脉冲信号，该信号作为内振信号输 出。 U5为202 分频器，它将 10kHz 的脉冲信号分频成频率为 49.5Hz 的脉冲信号，该信 号作为下限频率脉冲输出。 U4为 198分频器，它将 10kHz 的脉冲信号分频成频率为 50.5Hz 的脉冲信号，该信号作为上限频率脉冲输出。 5.3 同步信号选择器 同步信号选择器是由两块

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